Fachhochschule darmstadt

Inhaltsverzeichnis Seite 1. Einleitung 2 2. Versuchsdurchführung 3 2.1 Analyse der Schnittstellenleitungen 3 2.2 Analyse der Frequenzmodulierten Datenübertragung 4 2.3 Einfluß der Leitungseigenschaften auf die Datenübertragung 5 2.

3.1 Datenübertragung bei -3dBm eingekoppelter Rauschleistung 5 2.3.2 Datenübertragung über 2 TF-Strecken 6 2.3.3 Datenübertragung über 2 Pupinkabel 7 2.

3.4 Datenübertragung über 2 Dämpfungsabschnitte 8 2.4 Frequenzspektren der Sende- und Empfangssignale 9 2.4.1 Frequenzspektrum eines Einzelimpulses und einer Zufallsreihenfolge 9 2.4.

2 Frequenzspektrum der FM-Sendesignale 11 2.4.3 Frequenzspektrum bei eingekoppelter Rauschleistung 13 2.5 Fehlerratenmessungen 14 2.5.1 Bitfehlerrate in Abhängigkeit der Rauschleistung 14 2.

5.2 Bitfehlerrate bei linearen Kanalverzerrungen 15 2.6 Messung der Schrittverzerrungen 16 2.7 Messung der Augendiagramme 17 3. Anhang 18ff 1. Einleitung Das CCITT 1) hat das Frequenzband für Fernsprechverbindungen auf 300 Hz .

.. 3,4 kHz genormt. Diese Norm deckt die Übertragung von Sprache in Hinsicht auf Verständlichkeit ausreichend ab. Will man jedoch Daten in digitaler Form über dieses Netz übertragen, so benötigt man einen Modulator. Dieser wandelt den seriellen Datenstrom in eine frequenzmoduliertes Signal um, das dann im Frequenzband von 300 Hz .

.. 3,4 kHz liegt. Am Ende der Übertragungsstrecke nimmt ein Demodulator das Signal auf und wandelt es wieder in den ursprünglichen seriellen Datenstrom um. Bild 1 : Übertragungssystem von der Quelle bis zur Senke In diesem Versuch nun wird die Datenfernübertragung über einen (simulierten) Fernsprechkanal untersucht. Hierzu wird eine Testschleife aufgebaut.

Daten die von einem Modemtester kommen werden über den Sendeteil eines FSK-Modems auf eine Leitungsnachbildung gegeben. Aus der Leitungsnachbildung kommend wird das Signal dann auf den Empfangsteil des Modems geführt. Das modulierte Empfangssignal kann zusätzlich noch über einen Rauschgenerator und ein Dämpfungsglied mit einem weißen Rauschen (Rauschen ohne Frequenzbandgrenze, z.B. thermisches Rauschen) beaufschlagt werden. Das demodulierte Empfangssignal gelangt dann wieder zum Modemtester zurück.

Bild 2 : Versuchsaufbau der Testschleife Untersucht wird die Übertragungsmethode selbst, sowie die Einflüsse von Verzerrungen des Übertragungskanals auf die Qualität der Übertragung. 1) Comité Consultatif International Télégraphique et Téléphonique, beratendes Organ der internationalen Fernmeldeunion 2. Versuchsdurchführung 2.1 Analyse der Schnittstellenleitungen Zwischen Modemtester und Modem wird ein Schnittstellentester geschaltet. Bild 3 : Testschaltung zum Überprüfen der V24-Leitungen Zustand nach dem Einschalten des Schnittstellentesters und des Modems: Deutsche Bezeichnug CCITT V24 No. Amerikanische (engl.

) Kurzbezeichnung DÜE betriebsbereit 107 DSR (Data Set Ready) Sendetakt von DÜE 114 XCK (DCE Transmit Clock) Der Modemtester wird nun auf folgende Werte eingestellt: 600 Baud Pattern 1:7 TX CLK= 113 Es wird dadurch folgendes Signal aktiviert: Deutsche Bezeichnug CCITT V24 No. Amerikanische (engl.) Kurzbezeichnung Sendetakt zur DÜE 113 TCK (DTE Transmit Clock) Nun werden über die Schalter des Modemtesters die folgenden Leitungen aktiviert: Deutsche Bezeichnug CCITT V24 No. Amerikanische (engl.) Kurzbezeichnung DEE betriebsbereit 108 DTR (Data Terminal Ready) Hohe Bitrate 111 SEL (Data Signalling Rate Selector) 103 TXD (Transmitted Data) Sender einschalten 105 RTS (Request to Send) 106 CTS (Clear to Send) Sendetakt und Sendedatensignal sind links in Bild 4 dargestellt. Dt = 13,28 ms (Sendezeit für 1 Byte) Dt / 8 = 1,66 ms (Sendezeit für 1 Bit) Þ f = 602,4 Hz » 600 Baud (0,5% Abweichung) Pegel: “1” = -7,5 V Î [-15V,-3V] “0” = +7,5V Î [+3V,+15V] Bild 4 : Sendedaten (TXD, oben) u.

Sendetakt (TCK, unten) 2.2 Analyse der Frequenzmodulierten Datenübertragung In Bild 5 ist das digitale Sendedatensignal und das frequenzmodulierte Sendesignal abgebildet. Der logischen “1” entspricht eine Frequenz von 1,2 kHz und die logische “0” wird durch eine Frequenz von 2,4 kHz dargestellt. Die Amplituden der beiden Anteile sind gleich. Sie liegen bei Uss = 2,25V. Bild 5 : Sendedaten (oben), FM-Sendesignal (unten) Bild 6 zeigt das frequenzmodulierte Empfangs- signal am Ausgang des ungestörten Kanals.

Es liegt keine erkennbare Dämpfung vor, das Signal ist jedoch um 0,36 ms gegenüber dem Sendedatensignal verschoben. Der Frequenzhub ist identisch mit dem aus Bild 4 und beträgt : Df = (2400Hz-1200Hz) / 2 = 600Hz Bild 6 : Sendedaten (oben), FM-Empfangssignal (unten) Das demodulierte Empfangssignal ist in Bild 7 dargestellt. Die Phasenverschiebung gegenüber dem Sendedatensignal beträgt nun 1 ms, verusacht durch den Demodulator und die Laufzeit. Das Signal ist zum Sendedatensignal invertiert. Uss beträgt 8,31 V. Bild 7 : Sendedaten (oben), demod.

Empfangssignal (unten) Links in Bild 8 sehen wir nun das digitale Empfangssignal unter dem Sendedatensignal. Die Phasenverschiebung beträgt nun 1,24 ms. Die Pegel liegen bei U”0” = +9,5 V U”1” = -11,3 V. Der Störspannungabstand ist durch die Pegelwandlung im Demodulator besser, als der des Modemtesters. Bild 8 : Sendedaten (oben), digitale Empfangsdaten (unten) 2.3 Einfluß der Leitungseigenschaften auf die Datenübertragung 2.

3.1 Datenübertragung bei -3dBm eingekoppelter Rauschleistung Das in Bild 9 dargestellte mod. Empfangssignal ist stark verrauscht. Pegel: USS (f = 1,2kHz) » 2,2 V USS (f = 2,4kHz) » 1,6 V Das Empfangssignal ist wieder um 0,56 ms gegenüber dem Sendedatensignal verschoben. Bild 9 : Sendedaten (oben), FM-Empfangssignal (unten) Der Störspannungsabstand des rechts abgebildeten demodulierten Empfangs-signals hat sich durch die eingekoppelte Rauschleistung deutlich verschlechtert: Min (U”1”) = +2,81 V Max(U”0”) = - 2,97 V DU = 5,78 V Bild 10 : Sendedaten (oben), demod.Empfangssignal (unten) Wie in Bild 11 zu sehen ist, schafft es der Pegelwandler des Demodulators trotz des gestörten Empfangssignals das demodulierte Empfangssignal in ein sauberes digitales Signal umzusetzen.

Die Pegel liegen bei U”0” = +9,5 V U”1” = -11,3 V. Die Phasenverschiebung wurde im Vergleich zu Bild 8 ebenfalls nicht beeinflußt. Bild 11 : Sendedaten (oben), digitale Empfangsdaten (unten) Berechnung der FM-Signalleistung des ungestörten FM-Sendesignals 2.3.2 Datenübertragung über 2 TF-Strecken Der Einfluß von 2 Trägerfrequenz-Strecken macht sich in Form zeitlicher Verzögerungen und Pegel- schwankungen bei Frequenzänderungen bemerkbar. Die Verzögerung beträgt nun 1,46 ms.

Beim ungestörten Kanal (Bild 6) waren es 0,36 ms. Im eingeschwungenen Zustand liegen die Pegel jedoch immernoch bei USS=2,2 V. Bild 12 : Sendedaten (oben), FM-Empfangssignal (unten) Durch die Einseitenband-Amplitudenmodulation des Trägerfrequenzverfahrens ändern sich insbesondere die Phasenbeziehungen der einzelnen Spektralkomponenten. Dies ist in Bild 12 sehr deutlich zu erkennen. Diese Eigenschaft führt zu den Überschwingern im demodulierten Signal. Das demodulierte Signal zeigt eine deutliche Verschlechterung des Störspannungsabstandes.

Min (U”1”) = +2,38 V Max(U”0”) = - 2,19 V DU = 4,56 V Bild 13 : Sendedaten (oben), demod.Empfangssignal (unten) 2.3.3 Datenübertragung über 2 Pupinkabel Bild 14 zeigt den Einfluß zweier Pupinkabel auf die Übertragung. Beim Übergang von “1” auf “0” wird das frequenzmodulierte Signal zuerst mit ca. 6 dB gedämpft.

Die Dämpfung fällt zum “0”®“1” Übergang hin auf 0 dB ab und erreicht am “0”®“1” Übergang kurzzeitig - 6dB. Die Laufzeit beträgt 0,6 ms. Bild 14 : Sendedaten (oben), FM-Empfangssignal (unten) Das Pupinkabel zeigt eindeutiges Tiefpaßverhalten. Pupinkabel werden im Ortsnetzbereich eingesetzt. Um den Dämpfungskoeffizienten a zu verringern, werden in regelmäßigen Abständen Induktivitäten in die Leitung geschaltet. Dadurch wird die Leitung inhomogen.

Kapazitive und induktive Kabelabschnitte wechseln sich ab, die Leitung wirkt als Tiefpaß. Das demodulierte Signal zeigt wieder eine Verschlechterung des Störspannungsabstandes. Min (U”1”) = +2,86 V Max(U”0”) = - 2,75 V DU = 5,63 V Bild 15 : Sendedaten (oben), demod.Empfangssignal (unten) 2.3.4 Datenübertragung über 2 Dämpfungsabschnitte Das Bild rechts zeigt den Einfluß von 2 Dämpfunsabschnitte auf das frequenz-modulierte Signal.

Der 2,4 kHz Anteil wird mit 3 dB gedämpft. Die Laufzeit beträgt hier wieder 0,6 ms. Bild 16 : Sendedaten (oben), FM-Empfangssignal (unten) Das demodulierte Signal weißt einen guten Störspannungsabstand auf. Min (U”1”) = +4,31 V Max(U”0”) = - 3,86 V DU = 8,19 V Bild 17 : Sendedaten (oben), demod.Empfangssignal (unten) 2.4 Frequenzspektren der Sende- und Empfangssignale 2.

4.1 Frequenzspektrum eines Einzelimpulses und einer Zufallsreihenfolge Die Impusldauer des zu untersuchenden Einzelimpulses beträgt T0 = 1,67 ms. Die Fourier-Transformierte lautet dann: Dieses Spektrum verläuft mit der Hüllkurve . Messen wir dieses Spektrum mit dem Sendemuster 1:7, so erhalten wir kein kontinuierliches Spektrum. Die Grundschwingung hat dann die Frequenz: Bild 18 : Hüllkurve des Spektrums für pos. x Die Oberwellen sind dann ganzzahlige Vielfache der Grundschwingung.

Die negativen Anteile der Hüllkurve kann man mit den Spektrumanalyzer nicht darstellen. Der Spektrumanalyzer zeigt nur den Absolutbetrag der Effektivwerte der Amplituden der einzelnen Frequenzanteile an, aber nicht deren Phasenlagen zueinander. Wir haben also folgende Hüllkurve zu erwarten: Bild 19 : Theoretisches Spektrum eines Einzelimpulses mit T0 = 1,67 ms und A.T0 = 1 Das folgende Spektrum wurde mit den Frequenzanalyzer aufgenommen: Bild 20 : Gemessenes Spektrum eines Einzelimpulses und einer Zufallsreihenfolge Das Spektrum der 1:7 Bitfolge stimmt mit den theoretischen Überlegungen überein. Die Nullstellen bei 600 Hz, 1200 Hz und 1800 Hz bestätigen die Baudrate von 600 Bit/s. Die Grundfrequenz von 75 Hz ist gut zu erkennen und zeigt, daß tatsächlich ein 1:7 Bitmuster vorliegt.

Da die Impulsdauer der einzelnen Impulse bei Pattern 1:7 und bei der Zufallsreihenfolge 511 gleich ist, stimmt die Hüllkurve auch für die Zufallsreihenfolge. Das Spektrum der Zufallsreihenfolge 511 nähert sich einem kontinuierlichen Spektrum. Ein tatsächlich kontinuierliches Spektrum zu Messen ist jedoch auf diesem Weg nicht möglich. 2.4.2 Frequenzspektrum der FM-Sendesignale Folgendes Frequenzspektrum wurde bei Pattern 1:7 und 1:1 gemessen: Bild 21 : Gemessenes Spektrum des FM-Sendesignals bei Pattern 1:7 und 1:1 Frequenzspektrum des FM-Sendesignals bei Pattern 1:7 Die Spektrallinien weisen eine Abstand von 75 Hz auf.

Das ist die unter 2.4.1 berechnete Grundfrequenz der Signalfolge 1:7. Es sind zwei Signalanteile um 1,1 kHz (logisch “1”) und um 2,6 kHz (logisch “0”) zu erkennen. Der Anteil um 2,6 kHz ist symetrisch, da das Signal während einer Periode nur einmal gesendet wird. Dagegen ist der Anteil um 1,1 kHz ist asymetrisch, da das Signal während 7/8 der Periodendauer gesendet wird.

Aus diesem Grund weist dieser Anteil auch höhere Spektrallinien auf. Frequenzspektrum des FM-Sendesignals bei Pattern 1:1 Die Spektrallinien dieses Sendemusters weisen eine Abstand von 300 Hz auf: Das Spektrum ist symetrisch um die Trägerfrequenz 1,8 kHz herum, da beide Signalanteile zu gleichen Anteilen gesendet werden (6,67 ms lang 1,1 kHz dann 6,67 ms lang 2,6 kHz usw.). Bandbreite Die geforderte Bandbreite bei mäßiger Verzerrung errechnet sich zu: Folgendes Frequenzspektrum wurde bei Pattern 1 und Pattern 0 gemessen: Bild 22 : Gemessenes Spektrum des FM-Sendesignals bei Pattern 1 und 0 Frequenzspektrum des FM-Sendesignals bei Pattern 1 und 0 Bei Bitmuster 1 werden nur Einsen gesendet, d.h. es befindet sich nur die Frequenz 1,1 kHz im Frequenzspektrum.

Ebenso werden bei Bitmuster 0 nur Nullen gesendet, es befindet sich also nur die Frequenz 2,6 kHz im Frequenzspektrum. Bei diesen Bitmustern ist keine keine Modulation mehr erkennbar, es läßt sich also auch keine Bandbreite definieren. 2.4.3 Frequenzspektrum bei eingekoppelter Rauschleistung Das folgendes Bild zeigt das Frequenzspektrum des FM-Empfangssignals und wurde mit einer eingekoppelten Rauschleistung von 0 dBm gemessen: Bild 23 : Gemessenes Spektrum des FM-Empfangssignals bei eingekoppelter Rauschleistung von 0 dBm Berechnung der eingekoppelten Rauschleistung Der Rauschgenerator wurde auf 1 mW eingestellt. Unter der Annahme, daß diese Rauschleistung über die gesamte Bandbreite des Generators von 24 kHz ideal verteilt abgegeben wird, ergibt sich: Es handelt sich hierbei um die Rauschleistung bezogen auf 10 Hz des Spektrums.

Für das gesamte Spektrum von 24 kHz ergibt sich: 2.5 Fehlerratenmessungen 2.5.1 Bitfehlerrate in Abhängigkeit der Rauschleistung Die Bitfehlerraten wurden bei 2400 Baud, einer Anzahl von 104 Bit und unterschiedlichen eingekoppelten Rauschleistungen aufgenommen. Anzahl der Bitfehler Rausch- Bitfehlerrate 1. Messung 2.

Messung 3. Messung 4. Messung 5. Messung 6. Messung leistung Anz. d.

fehlerhaften Bits Gesamtanz. d. Bits 729 718 738 0 dBm 72,8*10-3 425 443 446 -1 dBm 43,8*10-3 224 250 241 -2 dBm 23,8*10-3 104 109 90 107 -3 dBm 10,3*10-3 34 40 43 45 41 -4 dBm 4,1*10-3 18 9 8 18 15 -5 dBm 1,4*10-3 4 3 4 5 3 -6 dBm 380*10-6 2 2 0 1 1 -7 dBm 120*10-6 0 0 0 0 1 0 -8 dBm 16*10-6 Im linken Diagramm ist zu erkennen, daß die Bitfehlerrate mit steigender Rauschleistung exponetiell zunimmt. Bei 0 dBm Rauschen tritt ein Fehler von 7,3 % auf, der für eine gute DÜ nicht mehr annehmbar ist. Der geringe Fehler bei -8dBm Rauschen ist akzeptabel, ist aber auch mit einer erheblichen Meßunsicherheit behaftet. Um solch kleine Fehler zu messen, muß eine wesentlich größere Anzahl als 104 Bits gewählt werden.

Egal wie gering das Rauschen wird, eine fehlerfreie Übertragung wird es nie geben. Daher wurde hier auch eine halblogarythmische Darstellung gewählt. Bild 24 : Diagramm der Bitfehlerrate 2.5.2 Bitfehlerrate bei linearen Kanalverzerrungen Hier wurde die Bitfehlerrate bei 300, 600, 1200 und 2400 Baud gemessen. Es wurden jeweils 4 Werte bei folgenden Leitungseigenschaften aufgenommen: ? 2 TF-Abschnitte ? 1 Pupinleitung ? 6 Dämpfungsabschnitte Tabelle des Meßergebnisse: 2 TF-Abschnitte 1 Pupinleitung 6 Dämpfungsabschnitte 2400 Bit / s 2,1*10-3 ® 0 ® 0 1200 Bit / s ® 0 ® 0 ® 0 600 Bit / s ® 0 ® 0 ® 0 300 Bit / s ® 0 ® 0 ® 0 Wie zu sehen ist, ergibt sich hier nur bei der TF-Übertragung mit 2400 Baud eine erkennbare Bitfehlerrate.

Die Trägerfrequenz-Strecke zeigt hier Auswirkungen auf die Übertragung, da sie den schlechtesten Störspannungsabstand im demodulierten Signal liefert. (Siehe auch 2.3.2) Bei allen anderen Messungen konnte keine verwertbare Bitfehlerrate gemessen werden. Da aber bekannt ist das es auch hier Übertragungsfehler geben muß, ist daraus zu folgern, daß über eine wesentlich längere Zeitspanne gemessen werden müßte. Dies würde jedoch den zeitlichen Rahmen eines Labortermins sprengen.

2.6 Messung der Schrittverzerrungen Es wurden die Schrittverzerrungen des digitalen Empfangssignals durch die unterschiedlichen Leitungseigenschaften gemessen. Folgende Schrittverzerrungen sind zu unterscheiden: Bias Distortion Die Bias Distortion gibt an, um wieviel Prozent die “1”- bzw. “0”-Zustände länger sind als die des unverzerrten Signals. x % ® “1” Bedeutet, daß die High-Dauer des empfangenen Impulses x % länger ist , als die des gesendetetn Impulses. x % ® “0” Bedeutet, daß die Low-Dauer des empfangenen Impulses x % länger ist , als die des gesendeten Impulses.

Individual Distortion Die indiv. Distortion gibt an, um wieviel % die Signalflanken dem Sollzeitpunkt nach- bzw. voreilen. - x % Bedeutet die positive Flanke erscheint x % zu früh + x % Bedeutet die negative Flanke erscheint x % zu spät Es folgt die Tabelle der gemessenen Werte: 6 Dämpfungsabschnitte 6 Pupinleitungen 6 TF-Strecken ungestörter Kanal Bias Distortion 3% ® “1” 2% ® “0” 3% ® “0” 1% ® “1” Individual -6 % bis -7 % -7 % bis -9 % -7 % bis -8 % -6 % Distortion 7 % bis 8 % 8 % bis 9 % 8 % bis 10 % 7 % bis 8 % Bild 25 : Schrittverzerrungen der unterschiedlichen Strecken ( pos. Bias Dist. bedeutet x % ® “1” .

..) Es fällt auf, daß selbst die Übertragung über den ungestörten Kanal Schrittverzerrungen aufweist. Diese kommen vom Demodulator und dem nachgeschalteten Pegelwandler (im MoDem selbst). Um so höher zu bewerten ist die Bias Distortion der Pupinleitungen und der TF-Abschnitte. Wie schon unter 2.

3 erwähnt wurde, liegt dies an dem Tiefpaßverhalten der Pupinleitung bzw. an den Gruppenlaufzeitverzerrungen der TF-Abschnitte. Die höchsten Schrittverzerrungen verursacht die Übertragung über TF-Abschnitte, die auch die höchste Bitfehlerrate hervorruft. Kaum ins Gewicht fallen die Schrittverzerrungen der Dämpfungsabschnitte. 2.7 Messung der Augendiagramme Als letzte Messung wurden die sogenannten “Augendiagramme” bei 0 dBm und bei -8 dBm Rauschen aufgenommen.

Mittels der Funktion Autostore des Speicheroszilloskops wurden ausreichend viele Impulse des demodulierten Empfangssignals aufgezeichnet. Man sieht so mehrere positive und negative Flanken in einem Bild und kann sofort eine Aussage über den worst case des Störspannungsabstandes machen. Diese Methode ist besser als die Messung eines einzelnen Impuses in single shot Betrieb, da bei genügend langer Messung auch selten auftretende Störungen erfaßt werden. Bild 26 : Augendiagramm des demodulierten Empfangssignals bei -8 dBm Rauschen Bild 27 : Augendiagramm des demodulierten Empfangssignals bei 0 dBm Rauschen Das Augendiagramm in Bild 26 zeigt eine noch gute Übertragungsqualität bei - 8 dBm Rauschen. Es bestätigt nochmals die unter 2.5.

1 gemessene Bitfehlerrate von ca. 1 Bit / 10 5 Bits. Der Störspannungsabstand beträgt 5 V (worst case). Im Augendiagramm der mit 0 dBm Rauschen gestörten Übertragung ist dagegen keine vernünftige Datenübertragung mehr zu erkennen. Mit etwas Phantasie erkennt man gerade noch eine Anhäufung der Pegel im Bereich um logisch “0” und logisch “1”. Auch dies bestätigt die unter 2.

5.1 gemessene Bitfehlerrate von ca. 1 Bit / 10 Bits. 3. Anhang Auf den folgenden Seiten finden Sie: ? das Laborscript ? die Versuchsvorbereitung ? die Originalausdrucke der Oszillogramme ? die Originale der Meßprotokolle

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