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                        Inhaltsverzeichnis Inhaltsverzeichnis 2 1 Einleitung 3 2 Schaltung des MOSFET-Schalters 3 3 Schaltvorgänge 4 3.1 Einschaltvorgang 5 Kleines Verhältnis LS/Rst 5 Grosses Verhältnis LS/Rst 5 3.2 Ausschaltvorgang 7 Kleines Verhältnis LS/Rst 7 GroSSes Verhältnis LS/Rst 7 3.3 Kurvenformen und Schaltverluste 10 3.3.1 Einschalten 10 3.

3.2 Ausschalten 10 4 Die antiparallele Diode 11 5 Treiberschaltungen 12 5.1 Galvanisch leitende Treiber 12 5.2 Galvanisch getrennte Treiber 13 6 Parallelschaltung von MOSFETs 14 6.1 Ungleichheiten des Durchlasswiderstander RDS on 14 6.2 Dynamische Ungleichheiten 14 7 Literaturangabe 15     Einleitung Neben den üblichen mechanischen Schaltern, wie etwa Relais, finden auch Transistoren als rein elektrische Schalter Verwendung.

Der Vorteil von diesen liegt darin, daß es hier keine mechanischen Teile gibt, die abgenutzt werden, und keine Kontakte, die Funken ziehen und oxidieren. Bei den Transistoren stehen die Bipolartypen und die MOSFETs zur Wahl. Letztere bieten gegenüber den Bipolartransistoren noch einige Vorteile.  Zu den wichtigsten Punkten im Schaltbetrieb gehört die Schaltgeschwindigkeit. Sie bestimmt, wie groß die während dem Ein- und Ausschalten am Transistor abfallende Verlustleistung ist. Und davon abhängig ist schließlich die Erwärmung des Transistors und die nötigen Kühleinrichtungen.

      Schaltung des MOSFET-Schalters Kapazitäten Leistungs-MOSFETs haben relativ hohe interne Kapazitäten, was auf ihren Aufbau zurückzuführen ist. Um hohe Ströme leiten zu können, haben sie sehr viele parallel geschaltene Elemente und große Kanalbreiten. Je größer der Strom ist, für den ein MOSFET ausgelegt ist, desto größer werden folglich seine Kapazitäten.Aufbau eines Leistungs-MOSFETs   Zwischen den drei Anschlüssen des MOSFETs existieren drei Kapazitäten: Gate-Source-Kapazität CGS Gate-Drain-Kapazität CGD Drain-Source-Kapazität CDS Daraus lassen sich folgende Kapazitäten bilden: Eingangskapazität (wenn CDS kurzgeschlossen) Rückkopplungs-Kapazität Ausgangskapazität  Induktivitäten Im Drain- und im Sourcekreis existieren die parasitären Streuinduktivitäten LS und LSO. LSO stellt eine Gegenkopplung dar. Wenn der Drainstrom ansteigt, wird hier eine Spannung induziert, die den Anstieg des Drainstroms und damit die Schaltgeschwindigkeit verringert.

Die Wirkung kann annähernd durch einen Serienwiderstand im Gatekreis dargestellt werden, wobei gfs die Steilheit diD/duGS ist.   AnsteuerwiderstandSchaltung des MOSFETs als Schalter mit parasitären Elementen Rst stellt den Innenwiderstand der Ansteuerschaltung dar. Je größer er ist, desto träger und indirekter wird die Reaktion der tatsächlichen Spannung UGS auf eine Änderung der Ansteuerspannung UST.  Last L ist die Last, die ein- oder auszuschalten ist. Oft besteht sie aus Motoren, also aus Induktivitäten. Da diese Induktivität auch nach dem Abschalten ihren momentanen Strom vorerst beibehalten muß, würde die Spannung an dieser ansteigen und den sperrenden MOSFET zerstören.

Um dies zu verhindern, wird eine Diode parallel geschalten, über die der Strom fließen kann. Schaltvorgänge Sperrt der MOSFET, so liegt an ihm die gesamte Betriebsspannung, aber es fließt kein Strom (Arbeitspunkt A1). Die am MOSFET abfallende Verlustleistung, also das Produkt aus Spannung und Strom, ist Null. Im leitenden Betrieb fließt der gesamte Betriebsstrom durch den MOSFET, aber die abfallende Spannung ist klein (Arbeitspunkt A2). So ist auch die Verlustleistung klein. Während eines Schaltvorganges, dem Übergang zwischen den beiden Zuständen, haben sowohl die Spannung als auch der Strom nicht zu vernachlässigende Größen (Arbeitspunkt A3), daher ist hier die Verlustleistung am größten.

  Das Verhältnis LS/Rst hat einen wesentlichen Einfluß auf den Verlauf der Drainspannung und damit auf die für das Schalten benötigte Zeit. Ist das Verhältnis klein, verläuft die Drainspannung so, als ob ein rein ohmscher Widerstand im Drainkreis vorhanden wäre. Bei einem mittleren Verhältnis treten insbesondere beim Ausschalten Überschwinger auf. Diese Überschwinger werden bei einem großen Verhältnis noch größer und können den Transistor zerstören.   Im folgenden werden die Einschaltvorgänge und die Ausschaltvorgänge sowohl für ein kleines LS/Rst als auch für ein großes LS/Rst beschrieben. Dabei läßt sich der Ein-schaltvorgang in drei Phasen teilen, der Ausschaltvorgang hat vier Phasen.

Die Diagramme zeigen den Verlauf der Gate-Source-Spannung, des Drainstromes und der Drainspannung. Die Schaltungen stellen die in Kapitel 2 vorgestellte Schaltung dar, enthalten jedoch nur die Elemente, die für die jeweilige Phase von Bedeutung sind.       Miller-Effekt   Da bei den Schaltvorgängen der Miller-Effekt auftritt, soll er hier knapp erläutert werden.   Hier liegt die Kapazität C parallel zur Gate-Drain-Strecke des MOSFETs.                   Nebenstehend ist ein Ersatzschaltbild für die obige Schaltung gezeigt, das den Miller-Effekt erklärt. Er besagt, daß die Kapazität C parallel zur Gate-Drain-Strecke so wirkt, wie eine Kapazität parallel zur Gate-Source-Strecke, die den Wert V*C besitzt.

C ist der Wert der obigen Kapazität, V ist die Spannungsverstärkung des MOSFET.                 Kennlinienfeld des MOSFET       EINSCHALTVORGANG               KLEINES VERHÄLTNIS LS/RST GROSSES VERHÄLTNIS LS/RST Einschaltphase t1 Ust wird angelegt. Dadurch wird CGS aufgeladen. Hat UGS die Schwellspannung UT erreicht, beginnt ein Drainstrom zu fließen, womit Phase 1 endet.       Einschaltphase t1 Hier besteht das selbe Verhalten wie mit kleinem LS/Rst.               Einschaltphase t2 Es wird davon ausgegangen, daß der FET-Schalter andauernd ein- und ausgeschalten wird.

Das heißt, der Schalter wurde nun kurz zuvor ausgeschaltet; durch die Diode parallel zur induktiven Last fließt nun der Betriebsstrom I0. iD steigt auf diesen I0, während die Differenz I0-iD durch die Diode fließt. Das Potential an der Anode der Diode bleibt annähernd bei UB, daher fällt der Last-Teil weg und LS befindet sich alleine im Drainkreis. Steigt nun der Drainstrom, so ensteht an LS ein Spannungsabfall, die Spannung am Drain nimmt ab, CGD wird entladen. Dadurch wird ein Teil des Ladestromes von CGS abgelenkt, wodurch der Drainstrom langsamer ansteigt. Dies wird als Integrationsefft oder Miller-Effekt bezeichnet.

Es hängt vom Verhältnis LS/Rst ab, wie stark sich dieser Effekt auswirkt und wie der Drainstrom weiter ansteigt.   Bei kleinem LS ist die Spannungsverstärkung am MOSFET klein, daher ist auch der Miller-Effekt klein, der dieser Spannungsverstärkung proportional ist. Er kann vernachlässigt werden. Wenn iD den Betriebsstrom I0 erreicht hat, endet diese Phase. uD ist immer noch fast gleich UB und wird erst in der Phase 3 sinken.             Bei großem LS ist der Spannungsabfall LS groß, damit ist auch die Gegenkopplung über CGD auf das Gate, also der Miller-Effekt, größer.

Der größte Teil von ist fließt über CGD, CGS kann vernachlässigt werden. Am Ende dieser Phase verhält sich die Drain-Source-Strecke wie ein Widerstand und ist linear, der Drainstrom ist proportional zur Gatespannung. iD hat noch nicht den Endwert I0 erreicht.                   Einschaltphase t3 Die Drainspannung UD fällt ab. Der Drainstrom bleibt konstant auf I0, daher bleibt auch UGS konstant. Der Ist ist gleich IGD.

Ist und CGD bestimmen, wie schnell die Drainspannung fällt.       Einschaltphase t3 Hier stellt der MOSFET den konstanten ohmschen Widerstand RDS on dar, zu dem LS in Serie liegt. So bestimmen UB und LS den Anstieg des Drainstromes.               AUSSCHALTVORGANG               KLEINES VERHÄLTNIS LS/RST GROSSES VERHÄLTNIS LS/RST Ausschaltphase t1 Zuvor wurde der MOSFET im Arbeitspunkt A1 betrieben. Nun fällt UGS. Dadurch fällt im unten dargestellten Kennlinienfeld die Kennlinie, bis der Arbeitspunkt im annähernd waagrechten Bereich liegt (A3).

Da LS dabei und die induktive Last konstanten Strom halten, bleibt ID konstant. Und auch UD bleibt fast konstant.       Ausschaltphase t1 Das Verhalten ist gleich dem bei kleinem LS/Rst.                                           Ausschaltphase t2 UD steigt. ID bleibt konstant auf I0, bis UD die Betriebsspannung übersteigt. Dies passiert deshalb, weil an LS eine negative Spannung entsteht, weil der Strom durch LS sinkt (uL=LS*di/dt).

Durch die daraus folgende Spannungsänderung an CGD fließt der gesamte Steuerstrom ist durch CGD; UGS bleibt konstant. Die Steilheit des Anstiegs von UD und folglich auch die Dauer dieser Phase sind durch ist und CGD bestimmt. Die Ausschaltverluste sind in dieser Phase sehr groß.       Ausschaltphase t2 Auch hier hat das Verhältnis LS/Rst keine Bedeutung.                                       Ausschaltphase t3UD=UB. Durch die in LS induzierte Spannung steigt UD über UB hinaus.

Dadurch wird ein Strom durch CGD getrieben und der zur Entladung von CGS dienende Teil des Steuerstroms wird kleiner; UGS steigt langsamer. Dadurch fällt ID nicht mehr so steil ab, was als Miller-Effekt bezeichnet wird. Dieser ist um so größer, je größer LS ist. Ist LS klein, so ist die daran induzierte Spannung klein, der Effekt kann vernachlässigt werden, und die Überschwinger von UD bleiben klein.       Ausschaltphase t3 Die am großen LS induzierte Spannung ist groß, daher ist auch der Miller-Effekt groß. Ein Großteil von ist fließt über CGD.

Stellt man sich nun wie zuvor erläutert vor, daß aufgrund des Miller-Effekts parallel zur GS-Strecke V*CGD liegt, so kann das parallel dazu liegende CGS vernachlässigt werden. An der Drainelektrode entsteht ein großer Überschwinger.                           Ausschaltphase t4 UD>UB. LS und CDS bilden einen Schwingkreis, der durch die in R zusammengefaßten Verlustwiderstände gedämpft ist. UD schwingt letztendlich aus.                   Ausschaltphase t4 LS bildet mit CDS einen Schwingkreis, der nur durch die Verlustwiderstände gedämpft wird.

Daher dauert der Ausschwingvorgang lange. Die Eigenfrequenz ist niedriger, die Amplitude höher. Die geklemmte Diode parallel zur Last vorteilhaft, da die Überschwinger knapp über UB unterdrückt werden.             KURVENFORMEN UND SCHALTVERLUSTE Hier soll nochmals der Verlauf des Drainstromes und der Drainspannung beim Ein- und Ausschalten für unterschiedliche Verhältnisse von LS/Rst gezeigt werden. Weiters ist die daraus resultierende Verlustenergie zu sehen.   EINSCHALTEN a) Großes Verhältnis LS/Rst aufgrund kleinem Rst (Rst=5W, LS=200nH)Die Spannung an LS ist groß, die Drainspannung bricht schnell zusammen.

Die Einschaltenergie ist daher sehr klein.  b) Mittleres Verhältnis LS/Rst (Rst=50W, LS=200nH)Der Spannungsabfall an LS ist kleiner, die Abfallzeit der Drainspannung ist viel länger und damit ist die Schaltenergie viel größer.  c) Großes Verhältnis LS/Rst aufgrund großem LS (Rst=50W, LS=1mH)Durch Vergrößerung von LS gegenüber b ist der Spannungsabfall an LS größer, die Abfallzeit der Drainspannung kleiner, die Schaltenergie ebenfalls kleiner.     AUSSCHALTEN a) Großes Verhältnis LS/Rst aufgrund kleinem Rst (Rst=5W, LS=200nH)Die in LS induzierte Spannung ist groß. Die überschwingende Drainspannung ist bei 95 V abgekappt (geklemmt). Die Abschaltenergie ist um drei Zehnerpotenzen größer als die Einschaltenergie.

 b) Mittleres Verhältnis LS/Rst (Rst=50W, LS=200nH)Die in LS induzierte Spannung ist kleiner und erreicht nicht den Apkapp-Pegel. Der Spannungsanstieg ist länger. Daher ist auch die Abschaltenergie um eine Zehnerpotenz größer als im Fall a.  c) Großes Verhältnis LS/Rst aufgrund großem LS (Rst=50W, LS=1mH)Die in LS induzierte Spannung ist recht groß und die Anstiegszeit der Drainspannung ist relativ klein. Der Spannungs-Überschwinger wird bei 95 V abgeklemmt. Die gesamten Schaltverluste sind größer als im Fall b, aber sie teilen sich auf in 285mJ reine Schaltenergie und 1150mJ Klemmenergie.

Die antiparallele Diode Bedingt durch den Aufbau enthält jeder Leistungs-MOSFET eine zur Source-Drain-Strecke parallel liegende PN-Sperrschicht, die als Diode wirkt. Im Normalbetrieb wird diese Diode in Sperrichtung betrieben und stört nicht; nur wenn eine inverse Spannung am Transistor anliegt tritt sie in Erscheinung. Wird die Spannung am MOSFET durch das Schalten des MOSFET umgepolt, so daß die Diode vom leitenden in den sperrenden Zustand gerät, so muß die Diode „ausgeräumt“, also umgeladen, werden. Die dafür benötigte Zeit wird als Rückwärts-Erholzeit bezeichnet. Da diese Diode eine normale Sperrschichtdiode ist, ist sie relativ langsam, das heißt die Rückwärts-Erholzeit dauert lange im Vergleich zu den Schaltzeiten des MOSFET, was die Schaltzeit insgesamt verlängert. Der zum Ausräumen benötigte Strom kann sehr hoch werden, so daß er sogar andere Elemente zerstören kann.

Verhindern läßt sich dies nur durch eine langsamere Ansteuerung des MOSFETs, was aber die Schaltzeit verlängert. Der Einfluß dieser Diode läßt sich aber gänzlich durch die äußere Beschaltung mit zwei anderen Dioden wie in der nebenstehenden Schaltung beseitigen. D1 muß eine schnelle Diode mit geringer Sperrspannung sein; am besten ist eine Schottky-Diode mit 20 V Sperrspannung und dem gleichen Maximalstrom wie der des MOSFET. D2 muß ebenfalls schnell sein und den Maximalstrom des MOSFET bewältigen, ihre Sperrspannung muß der des MOSFET entsprechen. Hier finden Epitaxie-Dioden, Schottky-Dioden und ionenimplatierte Dioden Verwendung. Tritt nun eine negative Spannung auf, so sperrt D1 und schaltet die interne Diode damit aus.

D2 übernimmt deren Strom.   Treiberschaltungen Die Schaltung, die den MOSFET ansteuert, wird Treiber genannt. Sie hat großen Einfluß darauf, wie schnell die Ein- und Ausschaltvorgänge ablaufen und wie groß folglich die Schaltverluste ausfallen. Maßgebend hierfür ist der Innenwiderstand des Treibers. Ist dieser groß, so dauert es wesentlich länger, bis die Kapazitäten im MOSFET geladen werden und das entsprechende Potential annehmen. Das hat große Schaltverluste zur Folge, der MOSFET wird wärmer und seine Grenzen sind schon bei geringeren zu schaltenden Leistungen erreicht.

Der Innenwiderstand sollte daher möglichst klein sein. Es gibt verschiedene Schaltungsvarianten, um einen solchen Treiber zu realisieren. GALVANISCH LEITENDE TREIBER Ist keine Potentialfreiheit erforderlich, so können Treiber verwendet werden, bei denen die Ansteuerung elektrisch leitend mit dem MOSFET verbunden ist.           Die nebenstehende Schaltung stellt einen einfachen Treiber mit zwei Open-Collector-TTL-Elementen dar. Durch die Parallelschaltung dieser erzielt man einen geringeren Innenwiderstand. Die Einschaltzeit dauert hier jedoch länger als die Ausschaltzeit.

Dies ist dadurch begründet, daß beim Einschalten der Gateanschluß auf High gezogen und damit über die beiden Widerstände geladen wird. Hingegen beim Ausschalten schalten die Transistoren der TTL-Endstufen durch und entladen das Gate damit über eine wesentlich niederohmigere Verbindung.           Eine Komplementärstufe, wie sie in der nebenstehenden Schaltung zu sehen ist, hat sowohl beim Einschalten als auch beim Ausschalten einen niedrigen Innenwiderstand. Damit lassen sich niedrige Schaltzeiten erreichen. Es können auch CMOS-Bauteile verwendet werden, da diese am Ausgang eine Komplementärstufe haben. Schaltet man mehrere CMOS-Elemente parallel, können Schaltzeiten im Bereich von 100ns erreicht werden.

       Diese Kurven zeigen den Spannungsverlauf an der Last bei Anlegen eines Steuerimpulses am OPV-Eingang. Mit diesem Treiber läßt sich eine spezielle Impulsform am Gate das MOSFETs erzeugen. So lassen sich die Einschaltflanke und die Ausschaltflanke unterschiedlich steil machen. Bewirkt wird dieses Verhalten durch die Gegenkopplung, die vom Ausgang des Treibers an den invertierenden Eingang des OPVs zurückführt und spezielle Teile, wie Kondensator und Dioden, enthält. Abhängig von den verwendeten Bauteilen entstehen verschiedene Flankenformen.             GALVANISCH GETRENNTE TREIBER Diese Treiber eignen sich für Anwendungen, deren Ansteuerung aus technischen oder sicherheitsbezogenen Gründen potentialfrei und galvanisch getrennt vom MOSFET arbeiten muß.

 Bei dieser einfachen Schaltung wird ein normaler Treiber verwendet, der über einen Transformator den MOSFET potentialfrei ansteuert. Da durch den Transformator nur Wechselspannung gelangt, ist der Gleichspannungsanteil an der Sekundärseite immer gleich Null. Dadurch könnte aber bei stark ungleichem Tastverhältnis der Ansteuerimpulse das Problem auftreten, daß die Aussteuerspannung des langen Impulses für den MOSFET zu gering ist. Daher ist diese Schaltung nur für Tastverhältnisse von 30% bis 70% geeignet.              Um dem obigen Problem entgegenzuwirken, wird bei dieser Schaltung dem Sekundärsignal eine Gleichspannung überlagert, die auch bei einem langen Ansteuerimpuls das Ansteuern des MOSFETs ermöglichen soll. Die Gleichspannung wird durch den Kondensator und die Diode zwischen dem Transformator und dem MOSFET erzeugt.

Im Betrieb ist der Kondensator so aufgeladen, daß auf der Seite des MOSFETs das positivere Potential liegt. Liegt an der Trafosekundärseite nun ein positiver, kleiner Impuls, so wird der Kondensator potentialmäßig nach oben verschoben und der MOSFET wird angesteuert. Negative Impulse hingegen laden über die Diode den Kondensator. Ist der Ansteuerimpuls kurz und die Pause lang, so ist die negative Spannung, die den Kondensator lädt, klein. Dies ist gut so, da der Ansteuerimpuls nun ohnehin hoch genug ist; eine hohe Kondensatorspannung würde das Ansteuersignal so weit nach oben verschieben, daß der FET eventuell ständig durchgeschalten wäre. Genau dieses Problem besteht bei einem Wechsel des Tastverhältnisses des Ansteuersignals von einem langen zu einem kurzen Impuls.

Hierbei muß beachtet werden, daß der FET so lange durchgeschalten sein könnte, bis der Kondensator auf die niedrigere Spannung entladen ist. Der Widerstand parallel zur Diode muß sehr hochohmig sein und dient schlicht dazu, eventuelle statische Aufladungen am Gateanschluß abzuführen. Mit dieser Schaltung sind Tastverhältnisse von 5% bis 95% möglich. Der Literatur war zu entnehmen, daß die Ansteuerimpulse nicht zu steil sein dürfen. Es wurde jedoch keine Begründung geliefert.          Diese Schaltung verwendet einen Optokoppler, um eine potentialfreie Ansteuerung zu ermöglichen.

Gegenüber den Varianten mit einem Transformator funktioniert sie auch bei sehr extremen Tastverhältnissen.       Parallelschaltung von MOSFETs Sind große Leistungen zu schalten, so kann der Schalter nicht mehr mit einem einzigen MOSFET realisiert werden. Es müssen mehrere MOSFET-Schalter parallel betrieben werden, um die Leistung aufzuteilen. Hierbei ist besonders zu beachten, daß alle MOSFETs gleichmäßig belastet werden, da andernfalls ein solcher stärker belasteter MOSFET durch die zu hohe Leistung zerstört werden könnte.  Alle wichtigen Kenndaten des MOSFETs haben Streuungen. Im folgenden werden für den Parallelbetrieb wichtige Kennwerte aufgelistet.

Ungleichheiten MOSFET-Parameter, wie etwa der Durchlaßwiderstände RDS on Ungleichheiten der äußeren und der parasitären Schaltelemente Dynamische Ungleichheiten mit Einfluß auf die Form der Schaltkurven, die Steig- und Fallzeiten, Phasenbeziehung zwischen Drainspannung und Drainstrom, und damit auch auf die Verlustleistung beim Schalten   UNGLEICHHEITEN DES DURCHLASSWIDERSTANDER RDS ON Während der Phase, in der die MOSFETs leiten, ist der Durchlaßwiderstand RSD on, also der Widerstand, den der Schalter auch im leitenden Zustand noch darstellt, von Bedeutung. Vorteilhaft ist hier der positive Temperaturkoeffizienten der MOSFETs. Erhält nun ein MOSFET mehr Strom und erwärmt sich daher, so wird sein Durchlaßwiderstand größer, was den Drainstrom vermindert. Allerdings muß dazu jeder MOSFET die Möglichkeit haben, seine eigene Temperatur anzunehmen, das heißt die einzelnen MOSFETs dürfen nicht etwa am selben Kühlkörper montiert sein, da hier alle MOSFETs trotz ihrer etwaigen Ungleichheiten nahezu die selbe Temperatur annehmen müßten. Zum Vergleich sei erwähnt, daß Bipolartransistoren hingegen einen negativen Temperaturkoeffizienten besitzen, was sich nachteilig auf dieses Verhalten auswirkt. Die Unterschiede von RSD on sind bei MOSFETs aus der selben Fabrikationsserie wesentlich kleiner als die im Datenblatt angegebenen Streuungen.

Es ist daher empfehlenswert, nur MOSFETs aus der selben Serie parallel zu schalten.   DYNAMISCHE UNGLEICHHEITEN Diese Ungleichheiten sind weit schwerer kontrollierbar. Ihr Einfluß hat primär auf die Schaltphase Einfluß. Das nebenstehende Ersatzschaltbild stellt die Elemente dar, deren Streuungen unterschiedliche Schaltverhalten der MOSFETs verursachen. Beteiligt sind hier die Streuinduktivitäten und die Innenwiderstände der Treiber. Weiters existieren die Streuungen der Kenndaten des MOSFETs selbst, dies sind die Steilheit gfs, die Schwellspannung UT und die internen Kapazitäten CGD und CGS.

  Schwellspannung, Steilheit Durch diese Streuungen werden die MOSFETs unterschiedlich belastet. Als Beispiel sei eine Messung erwähnt, bei der 11 MOSFETs einen Strom von 385A schalten mußten, folglich jeder MOSFET 35A aufnehmen müßte. Ein MOSFET davon besitzt eine Schwellspannung von 3V, die anderen von 2V. Weiters besitzt dieser eine MOSFET eine Steilheit von 14A/V, die übrigen 10V/A. Beim Einschalten wird an dem einen MOSFET bis zu dreimal soviel Schaltenergie umgesetzt, wie an den übrigen Schaltern. Im leitenden Betrieb betrug der Drainstrom dieses einen MOSFET nicht 35A, sondern 50A.

Beim Ausschalten stieg er sogar kurzzeitig auf 55A an, da er aufgrund seiner niedrigen Schwellspannung erst später als die anderen zu sperren beginnt. Solche großen Ungleichheiten können vermindert werden, indem erstens der Schaltvorgang sehr kurz gehalten wird und zweitens, wie schon erwähnt, MOSFETs aus der selben Serie verwendet werden. Die Spannungsverstärkung und damit die Belastung eines einzelnen MOSFET ist von der Steilheit abhängig. Das Ausmaß dieser Abhängigkeit wird nun durch das Verhältnis LD/RG bestimmt, das analog mit dem zuvor behandelten LS/Rst ist. Ist dieser Verhältnis klein, so wirkt sich die Steilheit stark auf den Drainstrom beim Schalten aus. Jedoch bei einem großen Verhältnis LD/RG ist die Auswirkung geringer.

  Eingangskapazitäten Einen weiteren Einfluß haben die Eingangskapazitäten CGS und CGD. Es sei eine Parallelschaltung von zwei MOSFETs mit den Drainströmen iD1 und iD2 angenommen. Steuert man jeden MOSFET über einen einzelnen Widerstand R an, so kann durch die Ungleichheiten der Kapazitäten beim Ein- beziehungsweise Ausschalten der nebenstehende Verlauf der beiden Drainströme auftreten, da die MOSFETs nun über zwei Widerstände voneinander entkoppelt sind. Dadurch ergeben sich unterschiedliche Zeitkonstanten, R*(CGS1+h1*CGD1) und R*(CGS2+h2*CGD2), wobei der Faktor h die scheinbare Vergrößerung von CGD den Miller-Effekt darstellen soll. Besser ist die Schaltungsvariante, bei der beide Gate-Anschlüsse direkt miteinander verbunden sind und gemeinsam über einen Widerstand angesteuert werden. Hier sind die beiden Gates nicht entkoppelt und haben die gleiche Zeitkonstante R*(CGS1+CGS2+h1*CGD1+h2*CGD2).

Die beiden Drainströme verlaufen folglich einigermaßen identisch. Die beste Methode gegen die Kapazitäten ist daher, alle Gates direkt miteinander zu verbinden. Die Streuinduktivitäten, Kapazitäten und der hochverstärkende MOSFET bilden leicht einen Hochfrequenzoszillator. Daher können bei der direkten Zusammenschaltung aller Gates durch das Fehlen jeglicher Dämpfung leicht Schwingungen entstehen. Um das zu verhindern, wird direkt vor dem Gate-Anschluß entweder ein kleiner Dämpfungswiderstand eingebaut oder eine Ferrit-Perle über den Zuleitungsdraht geschoben. Bei der Variante mit den Widerständen wird jeder vor das Gate geschaltete Widerstand mit 0,1*R*n dimensioniert.

R stellt den gemeinsamen Widerstand dar, bevor die einzelnen Gate-Anschlüsse abzweigen, und n entspricht der Anzahl der verwendeten parallelgeschalteten MOSFETs. Der Faktor 0,1 stellt eine 10-prozentige Gate-Entkoppelung dar. Dieser Wert reicht meist aus, um die Schwingungen zu unterbinden.   Induktivitäten Kleines LD/RG Großes LD/RG MOSFET 1 MOSFET 2 MOSFET 1 MOSFET 2 540µJ 580µJ 320µJ 340µJ Werden zwei Gate-Anschlüsse direkt miteinander verbunden, so sind auch beide Drainströme der MOSFETs sowohl im leitenden Betrieb als auch während des Schaltens gleich. Wenn die Induktivitäten im Drainkreis Unterschiede aufweisen, bleibt der Drainstrom trotzdem gleich, jedoch die Drainspannungen beim Schalten und damit die Verlustleistungen unterscheiden sich voneinander. Die nebenstehende Tabelle zeigt typische Unterschiede der Abschaltenergien bei einer Abweichung der Draininduktivität um 25% an einem HEXFET des Typs IRF 150.

Die gemeinsame Versorgung beträgt 50V, der Gesamtdrainstrom 70A, die gemeinsame Draininduktivität LD=50nH, LD1=75nH, LD2=125nH und die gemeinsame Sourceinduktivität LSo=20nH. Es ist ersichtlich, daß sich die Abschaltenergien nicht stark voneinander unterscheiden.   Kleines LD/RG Großes LD/RG FET-Zahl MOSFET 1 MOSFET 2 MOSFET 1 MOSFET 2 2 540µJ 580µJ 360µJ 300µJ 11 560µJ 580µJ 410µJ 340µJ Störender sind Abweichungen im Sourcekreis. Diese verursachen Unterschiede im Strom, in der Spannung und damit auch in der Schaltleistung. Die nebenstehende Tabelle zeigt die Abschaltverluste für 2 und für 11 parallelgeschaltene MOSFETs IRF 150 mit den Daten LD=50nH, LD1=LD2=100nH, Lso1=15nH, Lso2=25nH. Da sich hier auch der Strom ändert, sind hier die Leistungsunterschiede größer als bei Abweichungen der Draininduktivität.

Grundsätzlich verlängert eine größere Sourceinduktivität die Abschaltzeit und vergrößert damit die Schaltleistung. Je größer die Induktivität im Sourcekreis ist, desto länger ist die Abschaltzeit und desto größer ist damit die Verlustleistung beim Abschalten.               Literaturangabe   Designing with TMOS Power MOSFETs Motorola Semiconductor Products Inc.AN-913 Application Note   Die Schaltungstechnik von Leistungs-MOSFETs Elektronik Arbeitsblatt Nr. 161 Elektronik 16/12.8.

1983; 17/26.8.1983; 18/9.9.1983; 19/23.9.

1983    

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